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引言
应急警示信标、库存控制扫描仪、专业照相闪光灯和许多其他系统都是通过向换能器输送一个能量脉冲来工作的。该能量通常来自于一个已被充电至某预定电压的大电容器。
LT3750是一款电流模式反激型控制器，专为把大容量电容器充电至一个用户选定的目标电压而优化。该目标电压由反激变压器的匝数比和一个简单的低电压网络中区区两个电阻器来设定，因而无需把元件连接至高电压输出端。充电电流由一个外部检测电阻器来设定，并进行逐周期监视。LT3750采用节省空间的MSOP-10封装。该器件与各种控制电路兼容，并备有一个简单的接口(包括一个CHARGE命令输入位和一个漏极开路DONE状态标志)。这两个信号均与大多数数字系统兼容，并可耐受高达24V的电压。
简单的300V、400μF充电器
图1给出了LT3750电路的示意图该电路可把一个400μF电容器充电至一个300V的目标电压。1：10的T1匝数比和R1、R2电阻器将目标电压设定为300V，而R4功率电阻器则把峰值充电主级电流设定为7．5A。该电路从一个12V电源获得工作电压，可在1．04秒的时间里把400pF电容器充电至300V，如图2所示。
设计考虑
该架构很好地兼顾了高集成度和灵活性，而把关键参数留给用户来规定。在完成一项设计的过程中，应予以考虑的重要问题是输入电容器的大小、变压器的结构和输出二极管的选择。
功率级输入电容器
在每个开关周期中，LT3750将测量其RVOUT引脚上的电压，以确定变压器T1的反激电压。它还测量其VTRANS脚上的信号，这是功率转换级输入端上的电压。这两个信号的电压差(用于补偿T1变压器匝数比和D1整流二极管)将产生输出电压。为了获得一个准确的结果，LT3750的VTRANS输入端上的信号应最佳地反映功率级输入的DC电位，这一点很重要。因此，必须适当地选择功率转换级输入端上的电容，以使VTRANS输入端上的纹波电压不致过大。图1所示电路中的电容器组实际上由5个电容器构成。引是一个用于提供大部分能量的150F电解电容器，C2是3个用于提供高开关电流的低ESR22F陶瓷电容器，而C3是用于提供至LT3750的本机去耦的低ESR 10F陶瓷电容器。为了获得最佳的效果，应把C1和C2放置在尽可能靠近T1的地方，而将C3布设在尽可能靠近LT3750上的VTRANS引脚的地方。
变压器
除了匝数比之外，在选择变压器还需要牢记两个问题。首先：变压器次级的构造必须能够承受与电容器充电操作有关的正电压和负电压的电位。该耐压不同于额定隔离电压。在采用图1所示电路的场合，没有隔离电压要求，因为T1的主级和次级被连接巨同一个接地参考点。然而，次级绕组将承受输出电位(或300V)，在选择与如此高的电压相关的参数(例如：引脚间距和导线绝缘)时必须谨慎。
另一个需要谨记的变压器参数是主级电感。主级电感决定了工作频率范围、输入电流纹波和磁芯损耗，所有这些都会影响到电容器的充电时间和效率。图2所示的充电曲线针对的是一个采用主级电感为10H的变压器的电路。图3示出了同一个电路的充电曲线，不过此时主级电感大多了(51H)。请注意，51H变压器的充电时间比10H变压器的长。
表1归纳了采用3种不同T1主级电感时LT3750电路的输入充电电流和充电时间，其中，15H器件给出了最佳的结果。
输出二极管
最后，在选择输出整流二极管时需考虑高AC电压，这一点很重要。图1所示电路具有一个300V输出，但是，当MOSFETQI导通时，输出整流二极管必须承受的电压＝输出电压+变压器次级两端的电压。在该场合中，这两个电压的和约为500V。这是一个很高的电压，不过，有许多制造商都生产出了适合该应用的开关二极管。
虽然实现板级空间的最小化是很重要的，然而，设计师必须选择一个不会导致违反旨在保证安全性和可生产性的间隔要求的器件。根据1998年2月发表的IPC-2221《有关印刷电路板设计的通用标准(Generic Standard on Printed Circuit Board Design)》中的表6—1“电导体间隔”，在工作环境低于海拔3050米的未涂覆印刷电路板上，具有高达500V电位的导体之间的最小间隔一定不得小于2．5mm。必须选择合适的输出二极管，以确保二极管衬垫之间的最小间隔至少为2．5mm。
图1 所示电路采用了一个MURS160，诸如Diodes Inc和Vishay等多家制造商都可提供该产品。它是一款超快速恢复整流器，并具有一个600V的额定峰值重复反向电压。该工极管采用SMB封装，从而可使衬垫之间的边缘至边缘间隔高达3mm。
应急警示信标、库存控制扫描仪、专业照相闪光灯和许多其他系统都是通过向换能器输送一个能量脉冲来工作的。该能量通常来自于一个已被充电至某预定电压的大电容器。
LT3750是一款电流模式反激型控制器，专为把大容量电容器充电至一个用户选定的目标电压而优化。该目标电压由反激变压器的匝数比和一个简单的低电压网络中区区两个电阻器来设定，因而无需把元件连接至高电压输出端。充电电流由一个外部检测电阻器来设定，并进行逐周期监视。LT3750采用节省空间的MSOP-10封装。该器件与各种控制电路兼容，并备有一个简单的接口(包括一个CHARGE命令输入位和一个漏极开路DONE状态标志)。这两个信号均与大多数数字系统兼容，并可耐受高达24V的电压。
简单的300V、400μF充电器
图1给出了LT3750电路的示意图该电路可把一个400μF电容器充电至一个300V的目标电压。1：10的T1匝数比和R1、R2电阻器将目标电压设定为300V，而R4功率电阻器则把峰值充电主级电流设定为7．5A。该电路从一个12V电源获得工作电压，可在1．04秒的时间里把400pF电容器充电至300V，如图2所示。
设计考虑
该架构很好地兼顾了高集成度和灵活性，而把关键参数留给用户来规定。在完成一项设计的过程中，应予以考虑的重要问题是输入电容器的大小、变压器的结构和输出二极管的选择。
功率级输入电容器
在每个开关周期中，LT3750将测量其RVOUT引脚上的电压，以确定变压器T1的反激电压。它还测量其VTRANS脚上的信号，这是功率转换级输入端上的电压。这两个信号的电压差(用于补偿T1变压器匝数比和D1整流二极管)将产生输出电压。为了获得一个准确的结果，LT3750的VTRANS输入端上的信号应最佳地反映功率级输入的DC电位，这一点很重要。因此，必须适当地选择功率转换级输入端上的电容，以使VTRANS输入端上的纹波电压不致过大。图1所示电路中的电容器组实际上由5个电容器构成。引是一个用于提供大部分能量的150F电解电容器，C2是3个用于提供高开关电流的低ESR22F陶瓷电容器，而C3是用于提供至LT3750的本机去耦的低ESR 10F陶瓷电容器。为了获得最佳的效果，应把C1和C2放置在尽可能靠近T1的地方，而将C3布设在尽可能靠近LT3750上的VTRANS引脚的地方。
变压器
除了匝数比之外，在选择变压器还需要牢记两个问题。首先：变压器次级的构造必须能够承受与电容器充电操作有关的正电压和负电压的电位。该耐压不同于额定隔离电压。在采用图1所示电路的场合，没有隔离电压要求，因为T1的主级和次级被连接巨同一个接地参考点。然而，次级绕组将承受输出电位(或300V)，在选择与如此高的电压相关的参数(例如：引脚间距和导线绝缘)时必须谨慎。
另一个需要谨记的变压器参数是主级电感。主级电感决定了工作频率范围、输入电流纹波和磁芯损耗，所有这些都会影响到电容器的充电时间和效率。图2所示的充电曲线针对的是一个采用主级电感为10H的变压器的电路。图3示出了同一个电路的充电曲线，不过此时主级电感大多了(51H)。请注意，51H变压器的充电时间比10H变压器的长。
表1归纳了采用3种不同T1主级电感时LT3750电路的输入充电电流和充电时间，其中，15H器件给出了最佳的结果。
输出二极管
最后，在选择输出整流二极管时需考虑高AC电压，这一点很重要。图1所示电路具有一个300V输出，但是，当MOSFETQI导通时，输出整流二极管必须承受的电压＝输出电压+变压器次级两端的电压。在该场合中，这两个电压的和约为500V。这是一个很高的电压，不过，有许多制造商都生产出了适合该应用的开关二极管。
虽然实现板级空间的最小化是很重要的，然而，设计师必须选择一个不会导致违反旨在保证安全性和可生产性的间隔要求的器件。根据1998年2月发表的IPC-2221《有关印刷电路板设计的通用标准(Generic Standard on Printed Circuit Board Design)》中的表6—1“电导体间隔”，在工作环境低于海拔3050米的未涂覆印刷电路板上，具有高达500V电位的导体之间的最小间隔一定不得小于2．5mm。必须选择合适的输出二极管，以确保二极管衬垫之间的最小间隔至少为2．5mm。
图1 所示电路采用了一个MURS160，诸如Diodes Inc和Vishay等多家制造商都可提供该产品。它是一款超快速恢复整流器，并具有一个600V的额定峰值重复反向电压。该工极管采用SMB封装，从而可使衬垫之间的边缘至边缘间隔高达3mm。